应用工程师提问：电流反馈放大器II-电流反馈放大系数

第一部分（模拟对话30-3）介绍电流反馈（CF）运算放大器的基本工作原理。第二部分解决有关常见应用程序的常见问题。

Q.我现在对电流反馈运算放大器的工作原理有了更好的了解，但在电路中应用电流反馈运算放大器时，我仍然感到困惑。低反相输入阻抗是否意味着我无法使用反相增益配置？

A. 请记住，反相工作模式的工作原理是在反相输入端产生的低阻抗节点。电压反馈（VF）放大器的求和结的特点是反馈环路建立后输入阻抗较低。事实上，电流反馈运算放大器在反相配置中工作得非常好，因为它固有的低反相输入阻抗，即使在反馈环路建立之前，求和节点也能保持在“地”。CF类型没有高速应用中电压反馈型运算放大器求和节点处出现的电压尖峰。您可能还记得，反相配置的优点包括最大化输入压摆率和减少热建立误差。

Q.这意味着我可以使用电流反馈运算放大器作为电流-电压转换器，对吗？

A.是的，它们可以配置为I-V转换器。但也存在局限性：放大器的带宽与反馈电阻值直接变化，反相输入电流噪声往往相当高。放大低电平电流时，较高的反馈电阻意味着较高的信噪比，因为信号增益将成比例增加，而电阻噪声为√R。反馈电阻加倍会使信号增益加倍，电阻噪声仅增加1.4倍;遗憾的是，电流噪声的贡献增加了一倍，并且使用电流反馈运算放大器时，信号带宽减少了一半。因此，CF运算放大器的较高电流噪声可能妨碍它们在许多光电二极管类型的应用中使用。当噪声不太重要时，根据带宽要求选择反馈电阻;使用第二级来增加增益。

Q.我确实注意到电流反馈放大器中的电流噪声相当高。那么这会限制我可以使用它们的应用程序吗？

A.是的，CF运算放大器的反相输入电流噪声往往更高，约为20至30 pA/√Hz。然而，与类似的电压反馈器件相比，输入电压噪声往往相当低，通常小于2 nV/√Hz，反馈电阻也很低，通常低于1 koms。增益为1时，主要噪声源是流过反馈电阻的反相输入噪声电流。输入噪声电流为 20 pA/√Hz，且RF的 750 Ω产生 15 nV/√Hz 作为输出端的主要噪声源。但随着电路增益的增加（通过降低输入电阻），输入电流噪声引起的输出噪声不会增加，放大器的输入电压噪声将成为主导因素。增益为10时，当参考输入时，输入噪声电流的贡献仅为1.5 nV/√Hz;以RSS方式加上放大器的输入电压噪声，折合到输入端的噪声电压仅为2.5 nV/√Hz（忽略电阻噪声）。因此，CF运算放大器对于低噪声应用具有吸引力。

Q.使用经典的四电阻差分配置怎么样？两个输入不是不平衡的，因此不适合这种类型的电路吗？

A.我很高兴你问;这是对CF运算放大器的常见误解。诚然，输入不匹配，但理想差动放大器的传递函数仍然相同。不平衡的输入呢？在较低频率下，四电阻差分放大器的CMR受到外部电阻比匹配的限制，0.1%匹配产生约66 dB。在较高频率下，重要的是输入阻抗形成的时间常数的匹配。高速电压反馈运算放大器通常具有相当匹配的输入电容，在60 MHz时可实现约1 dB的CMR。由于CF放大器的输入级不平衡，电容可能不匹配。这意味着必须在某些放大器的同相输入端使用小型外部电阻（100至200欧姆），以最大程度地减少时间常数的不匹配。如果仔细注意电阻选择，CF运算放大器可以产生与VF运算放大器相当的高频CMR。VF和CF放大器都可以进一步受益于额外的手动调整电容，但代价是信号带宽。如果需要更高的性能，最佳选择是单芯片高速差动放大器，例如AD830。无需电阻匹配，CMR > 75 MHz 时为 1 dB，53 MHz 时约为 10 dB。

Q.如何用反馈电容调整放大器的带宽？反相输入端的低阻抗是否会降低电流反馈运算放大器对该节点的分流电容的敏感度？容性负载怎么样？

A.首先考虑反馈路径中的电容。使用电压反馈运算放大器时，噪声增益中产生一个极点，但在电流反馈运算放大器的反馈跨电阻中产生一个极点和一个零点，如下图所示。请记住，反馈跨电阻和开环跨阻交叉处的相位裕量将决定闭环稳定性。电容的反馈跨阻，CF，与RF，由

极点出现在 1/2πRFCF，并且零点在 1/[2π（RF||RG||RO)CF].如果交集ZF和Z老发生频率过高，失稳可能因开环相移过大而造成。如果RF→∞，就像积分器电路一样，极点出现在低频处，而在较高频率下几乎没有电阻来限制环路增益。CF积分器可以通过与积分电容串联的电阻来稳定，以限制较高频率下的环路增益。使用无功反馈的滤波器拓扑（例如多种反馈类型）不适用于CF运算放大器;但是，将运算放大器用作固定增益模块的Sallen-Key滤波器是可行的。通常，不希望在两端增加电容RF的 CF 运算放大器。

另一个需要考虑的问题是反相输入端并联电容的影响。回想一下，使用电压反馈放大器时，这种电容会在噪声增益中产生零，从而增加噪声增益和开环增益之间的闭合速率，从而产生过多的相移，如果不进行补偿，可能会导致不稳定。电流反馈运算放大器也会产生同样的效果，但问题可能不太明显。通过添加 C 编写反馈跨电阻的表达式在:

零出现在 1/[2π（RF||RG||RO)C在]，如下图所示 （fZ1).该零点会导致与VF放大器相同的麻烦，但由于反相输入端固有的低输入阻抗，零点的转折频率频率往往更高。考虑一款宽带电压反馈运算放大器，该运算放大器具有RF= 750欧姆，RG= 750 欧姆，并且C在= 10 pF。零出现在 1/[2π（RF||RG)C在]，大约 40 MHz，而电流反馈运算放大器采用相同配置，具有RO的 40 Ω 会将零点推出约 400 MHz。 假设两个放大器的单位增益带宽均为500 MHz，则VF放大器将需要反馈电容进行补偿，从而降低C在，但也降低了信号带宽。CF器件肯定会从零点看到一些额外的相移，但不会那么多，因为断点的频率要高出十年。信号带宽会更大，只有在需要带内平坦度或最佳脉冲响应时才需要补偿。可以通过并联一个小电容器来调整响应RF以降低关闭速率ZF和Z老.为确保至少45°的相位裕量，应选择反馈电容在反馈跨阻中放置一个极点，其中ZF和 ZOL发生，如下所示 （fP).不要忘记由于反馈电容（fZ2).

负载电容与电压反馈放大器存在相同的问题：误差信号的相移增加，导致相位裕量下降和可能的不稳定。有几种有据可查的电路技术用于处理容性负载，但高速放大器最常用的是与放大器输出串联的电阻（如下所示）。当电阻在反馈环路之外，但与负载电容串联时，放大器不会直接驱动纯容性负载。CF运算放大器还提供增加R的选项F以降低环路增益。无论采用哪种方法，带宽、压摆率和建立时间都会受到损失。最好根据所需的特性对特定的放大器电路进行实验优化，例如，最快的上升时间、最快建立到指定精度、最小过冲或通带平坦度。

Q.为什么您的任何电流反馈放大器都不能提供真正的单电源供电，允许信号摆幅到一个或两个电源轨？

A.由于多种原因，这是VF拓扑仍然受到青睐的一个领域。设计用于提供良好电流驱动和摆幅接近供电轨的放大器通常使用共发射极输出级，而不是通常的发射极跟随器。共发射极允许输出摆动至电源轨减去输出晶体管的V行政长官饱和电压。在给定的制造工艺中，这种类型的输出级不能提供与发射极跟随器一样快的速度，部分原因是电路复杂性增加和固有的输出阻抗更高。由于CF运算放大器专为最高速度和输出电流而开发，因此具有发射极跟随器输出级。

采用更高速的工艺，例如ADI公司的XFCB（超快速互补双极性），可以设计一个带宽为160 MHz、压摆率为160 V/μs的共发射极输出级，由5 V单电源供电（AD8041）。放大器使用电压反馈，但即使以某种方式使用了电流反馈，速度仍然会受到输出级的限制。其他具有发射极-跟随器输出级（VF或CF）的XFCB放大器比AD8041快得多。此外，单电源输入级使用 PNP 差分对，允许共模输入范围向下扩展至较低的电源轨（通常为地）。为CF设计这样一个输入阶段是一个重大挑战，在撰写本文时尚未遇到。

不过，CF运算放大器也可用于单电源应用。ADI公司提供许多额定工作电压为+5V甚至+3V的放大器。必须记住的是，如果应用保持在允许的输入和输出电压范围内，则器件在采用单电源时工作良好。这需要电平转换或交流耦合，并偏置到适当的范围，但这已经是大多数单电源系统的要求。如果系统必须工作在一个或两个电源轨上，或者交流耦合应用中需要最大的裕量，则电流反馈运算放大器可能根本不是最佳选择。另一个因素是驱动重负载时的轨到轨输出摆幅规格。许多所谓的轨到轨部件在驱动后端接的 50 或 75 Ω电缆时甚至不接近轨，因为 V 的增加中国经社卫星随着输出电流的增加。如果您确实需要真正的轨到轨性能，则不需要或不需要电流反馈运算放大器;如果您需要最高的速度和输出电流，这就是CF运算放大器的优势所在。

审核编辑：郭婷