作者：Michal Gwozdz and Ryszard Porada
传统上，具有无源LC元件的系统，例如容量补偿器，高次谐波谐振无源滤波器或具有通过优化方法确定的结构和参数的滤波器，用于补偿电力用户对电网施加的功率因数和其他负载效应。然而，涉及电力电子系统的负载的广泛使用会导致电压和（特别是）电流波形严重失真，甚至导致大量直流电流流入电力变压器次级。对于这些类型的负载，上述补偿系统的类型通常被证明是不令人满意的。如今，电源系统工程师更有可能考虑使用其他类型的补偿器，特别是有源电源滤波器或混合系统（带有无源LC元件的电源滤波器，如参考文献2，3，6，7，8，9，11中所述的那些）来提高系统效率。
最近开发补偿方法的方法旨在开发一种能够实现动态补偿（实时）并且更能抵抗电网或电力用户干扰的补偿器。其目标包括优化电源（电网）看到的负载。根据Fryze的建议[5]和随后的发展[4，10，12，13]，有必要消除流过电源的差分电流（在扭曲的负载电流和理想形式的电流（即同相正弦波）之间）以实现这种补偿。从概念上讲，这可以通过产生和注入与差分电流相等且相位相反的电流来完成。在实践中，很难获得这样的来源;真正需要的是具有参数元件或受控电流电源的有源系统。
有源滤波器的结构
在本文中，我们考虑一种建议，即使用数字信号处理计算机技术控制的电力电子电流源来实现有源并联滤波器（替代名称为：差分电流补偿系统或补偿器），以实现最佳补偿。假设目标是差分电流的动态补偿，即负载电流之间的差值我L (t） 和参考电流我裁判 (参考电流是使用文章[10]中建议的方法计算的最佳有功电流。图1显示了系统的框图。
图 1.有源滤波器框图。
活动过滤器由以下模块和元素组成：
控制模块（CM），基于具有数字信号处理（DSP）的微机系统
电力电子电流源形式的执行模块 （EM）
电压 （VT） 和电流 （CT） 传感器 [LA55–P 和 LV25 型 （LEM）®)]
有源滤波器控制过程分两个阶段进行：
确定基准电流我裁判(t)
所需补偿器电流的动态整形形式
我INV(t) = 我L (t) – 我裁判 (t)
补偿过程的质量和动态特性主要取决于用于计算基准电流参数的方法。Akagi等人的瞬时无功功率理论[1]通常用于控制功率有功滤波器。作者认为，该理论不能满足能源/接收器系统中功优化的要求。优化的总体目标是最小化源电流的异相分量，减少正弦波形的失真，并最大限度地减少从源到接收器传输能量时的有功功率损耗。为了确定具有这种特性的电流，我们应用了[10]的变分方法。结果，我们得到了一个描述最佳源电流（目标参考电流）的表达式，其分析形式如下：
我裁判(t) = 一个i（t) = ek（t) eG（t） e（T） = A裁判(t） e（t)
其中：e（t）为电压源，eG（t）形式的等效电导：eG (t) = 一个P （t） / E2 (t），其中：一个 P （t） 和 E （t） 是有功功率和均方根电压源的瞬时值 [10]。参考信号的频率和相位对应于电压源的一次谐波e（t）的合适值。
为了有效地实现整个控制过程，CM分为两个子模块：
识别模块 （IM），用于计算频率 ω裁判，阶段 φ裁判和振幅 A裁判，参考电流我裁判 (t），
决策模块 （DM），执行以下任务：
整形有源滤波器的幅度和相位特性，以获得反馈环路中的宽带传输和高开环增益。这对于确保非线性电流的高度补偿以及在各种负载参数条件下稳定工作是必要的，
消除脉冲宽度调制（PWM）的寄生产物，用于发电我裁判，来自反馈信号。
硬件和软件
补偿器的原型模型采用ADI公司的ADDS–2106x-EZ-KIT微型计算机系统和ADSP-21061 SHARC浮点数字信号处理器。之所以需要这种高性能系统，是因为识别模块（IM）中实现的算法和适当塑造有源滤波器的传频特性都需要高计算能力。必须确保在各种负载参数变化的条件下，在反馈闭环中工作的所有系统的稳定性裕度。®
该评估系统是在增加通用模拟和数字输入/输出模块类型ALS100的情况下开发的，该模块由P.E.P. ALFINE设计，作为ADDS-2106X-EZ-KIT的扩展。该模块（图2）专为电力电子应用而设计，包括A / D和D / A转换器，以及PWM发生器和系统控制台（LCD和KBD）。与主机PC的通信是通过DSPHOST程序控制的RS-232端口建立的。
图 2 显示了控制模块的硬件和软件结构。控制程序的主要模块是用C语言编写的（ADDS–21000–SW–PC v. 3.3），时间关键程序是用汇编程序编写的。
控制模块包括：
测量电阻（R），与传感器合作，
AD7864四通道、同步采样模数转换器。
使用ADMC201运动协处理器的PWM发生器，
系统控制台 （SC），
参考电流参数（SIM）的软件识别模块，
软件决策模块（SDM）与加法器（Σ）协作，计算错误信号的当前值;即基准电压源和补偿器电流之差。
图 2.控制模块（CM）的硬件和软件结构
SIM卡（图3）由三个独立的模块组成：基准的软件频率标识符（SFI）、基准的软件幅度标识符（SAI）和合适参考值的软件同步器（SSYNC）。
图 3.软件识别模块 （SIM） 的软件结构
SFI使用电源电压预滤波方法，借助通带FIR滤波器（F1），以消除高谐波并提高识别算法的抗噪性[14]。接下来，对信号进行希尔伯特变换以获得其解析形式（时域中的复信号）。它允许消除频率轴负极部分的频率积，并将识别时间减少到12 ms以下。与本设计的20 ms（50 Hz）电源电压周期相比，这是一个很短的时间，并且也比16 Hz系统的7.60 ms周期短得多。[14]复数信号经过数字傅里叶变换（DFT）以计算其基本频率。这是通过DFT和MAX模块实现的。以这种方式计算，基本频率的值用于控制调谐滤波器（F5），一个高Q值，IIR型滤波器。F5滤波器实际上是参考电流发生器;其输出信号频率等于市电电压频率u2 (t）。
基准电流的幅度在SAI模块内计算，该模块基于负载-电压和负载-电流样本，存储在圆形缓冲器CB2和CB3中。
同步块 SSYNC 消除了不同延迟时间的影响，这些延迟时间涉及 SFI 和 SAI 模块内的计算。最后，SSYNC连接合适的基准电流频率和幅度值。基准电流发生器（在本设计中）的识别和同步总时间约为18 ms。
决策模块以 2 的形式实现德·订购系数恒定的FIR滤波器;其频率透射率模型由下式给出：
|T福克(Ω)|= （1 + cos （Ω）） / 2
滤波器正常工作的基本条件是系统采样频率是PWM载波频率的两倍（在本系统中：30和15 kHz）。
执行模块是电力电子控制的电流源，它使用高度集成的智能功率模块（IPM）型PM50RSA120（三菱）和电感线圈LINV.该线圈还限制了PWM的寄生产物。
电流源的一般能量来源是逆变器（IPM）直流电路内的电容器。逆变器借助快速光电耦合器与控制模块耦合。
原型系统的性能
针对不同类型的负载和供电条件，对上述电力电子电流源和单相有源补偿系统原型模型进行了实验测试。以下是一小部分测试结果。
图4的波形显示了参考信号的矩形形状我裁判 (t），电流源 i 的输出电流S (t） 和反馈信号我福克 (t）（图4a）和这些量的频谱分析结果（图4b）。电流源的带宽（-3 dB）等于3.2 kHz，非均匀幅度特性为0.4 dB。该频段内输出电流的总谐波失真 （THD） 为 0.7%，在 0.2kHz 带宽内为 0.5%。
a)
b）
图 4.参考信号矩形情况下电流源原型系统的研究结果：a）选定数量的波形;b） 频谱分析。
图5和图6说明了整个有源滤波器的工作原理。失真电流的来源（图5）是一个简单的单二极管整流器，具有RL型负载（电阻和电感的串联连接）。这是一个特别不利的情况，因为它同时产生具有直流分量和无功功率的强烈失真电流。源电压波形，uS和负载电流，我L， 电网，我S、有源滤波器、iINV和参考信号，i裁判如图所示。5a—以及选定量的频谱分析结果（图5b）。图6显示了RC负载4二极管桥的类似数量，这是大多数消费电子电源组的典型配置。
a)
b）
图 5.具有强非线性无源接收器（单二极管RL负载整流器）的有源滤波器原型模型的研究结果：a）选定电压和电流量的波形;b） 频谱分析。
a)
b）
图 6.带有RC负载的4二极管桥的有源滤波器原型模型的研究结果：a）选定电压和电流量的波形;b） 频谱分析。
与电流源的情况一样，有源补偿的差分电流系统提供了参考信号的良好映射，我裁判 (t），在识别模块中计算。电网电流与电网电压波形同相（因为所谓的无功功率补偿），其较高的谐波值大大降低。有源滤波器输入电流的THD值，i3 (t），低于 1%。
结论
我们在这里展示了一种系统，该系统能够通过消除差分电流来实现实时最佳补偿，采用使用PWM的电力电子控制电流源。包括功能框图和系统工作原理的描述，该系统由数字信号处理器控制。在系统上对各种负载进行的测试的测量结果表明，补偿器非常有效。它大大降低了输入电流的非线性失真（THD<1%）和对电源无功功率的要求。识别参考信号参数的延迟约为12 ms（大大小于电源频率的一个周期），总频率识别误差为0.1%。总的来说，原型模型的所有研究结果表明，补偿器系统对参考信号的映射非常好，并且源电流的高次谐波显著降低。
审核编辑：郭婷
